STM32定时器输入捕获测PWM频率与占空比：选型、避坑与实测数据

文章目录

• • 一、为什么测个 PWM 也要认真选型
  • 二、输入捕获测频原理与方案对比
  • • 2.1 硬件是怎么"抓住"边沿的
    • 2.2 三种测频方案怎么选
    • 2.3 计算公式与误差来源
    • 2.4 占空比为什么必须双沿捕获
  • 三、硬件选型与信号源搭建
  • • 3.1 为什么用板载 TIM3 当信号源
    • 3.2 器件清单与接线
  • 四、CubeMX 关键配置与易错点
  • 五、核心代码实现
  • • 5.1 捕获数据结构与中断入口
    • 5.2 捕获回调：周期与高电平的合成
    • 5.3 超时检测与中值滤波
    • 5.4 结果计算与信号源初始化
  • 六、测试验证
  • • 6.1 功能验证
    • 6.2 全量程频率测试
    • 6.3 占空比测试
    • 6.4 理论值与实测值对照
  • 七、一次完整的干扰排查记录
  • 八、故障排查手册
  • 九、总结

摘要：电机调速、开关电源、红外遥控解码等应用都需要精确测量 PWM 信号的频率与占空比，软件轮询方式在中高频段误差大、还会阻塞主循环。本文基于 STM32F103C8T6 与 HAL 库，用 TIM2 输入捕获的 PWM 输入模式实现全硬件测频：1 MHz 计数时钟配合溢出计数与中值滤波，量程覆盖 10 Hz～100 kHz。实测结果显示，10 Hz～50 kHz 区间频率误差 ≤0.01%，100 kHz 时误差约 0.9%；占空比最大偏差 0.3%。文中记录了浮空输入拾取噪声导致读数跳动的完整排查过程，并给出测频法对比与预分频选择依据，附完整工程代码。

一、为什么测个 PWM 也要认真选型

做电机闭环或者电源反馈的时候，"读一下 PWM 频率"听起来是个五分钟的小活。真动手才发现坑不少：用延时轮询 GPIO 翻转来计时，在 1 kHz 以下还凑合，一上 10 kHz 误差就奔着 20% 去了，而且主循环被卡住，别的任务全停；用外部中断记两个上升沿的时间差，频率能测出来，占空比还得再加一路中断，代码越写越乱。

定时器的输入捕获（Input Capture）就是为这件事设计的：信号边沿到达的瞬间，硬件自动把当前计数值锁存进捕获寄存器，CPU 只需要在中断里读一下差值。整个过程由外设完成，不占主循环时间，边沿时刻也不会因为中断响应延迟而失真。

读完本文，你可以得到这些东西：

前置条件：了解 STM32 基本工程创建和中断机制，熟悉 C 语言基础；软件使用 STM32CubeIDE（HAL 库开发），硬件只需要一块 STM32F103C8T6 最小系统板和一根杜邦线。本文完整工程代码可在 CSDN 下载频道 获取（VIP 免费）。

二、输入捕获测频原理与方案对比

2.1 硬件是怎么"抓住"边沿的

定时器内部有一个自由运行的计数器（CNT），按计数时钟不停累加，到 ARR 自动重装回零。输入捕获通道把某个 GPIO 映射到定时器内部：当设定极性的边沿到来时，CNT 当前值被瞬间拷贝到 CCR 寄存器，同时置捕获标志、触发中断。于是"两个上升沿之间 CNT 走了多少"就是信号周期，"上升沿到下降沿走了多少"就是高电平时间——这一切不需要 CPU 掐着时间等。

整个信号链可以画成下面这张图：

#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd{font-family:\”trebuchet ms\”,verdana,arial,sans-serif;font-size:16px;fill:#333;}@keyframes edge-animation-frame{from{stroke-dashoffset:0;}}@keyframes dash{to{stroke-dashoffset:0;}}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edge-animation-slow{stroke-dasharray:9,5!important;stroke-dashoffset:900;animation:dash 50s linear infinite;stroke-linecap:round;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edge-animation-fast{stroke-dasharray:9,5!important;stroke-dashoffset:900;animation:dash 20s linear infinite;stroke-linecap:round;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .error-icon{fill:#552222;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .error-text{fill:#552222;stroke:#552222;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edge-thickness-normal{stroke-width:1px;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edge-thickness-thick{stroke-width:3.5px;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edge-pattern-solid{stroke-dasharray:0;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edge-thickness-invisible{stroke-width:0;fill:none;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edge-pattern-dashed{stroke-dasharray:3;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edge-pattern-dotted{stroke-dasharray:2;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .marker{fill:#333333;stroke:#333333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .marker.cross{stroke:#333333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd svg{font-family:\”trebuchet ms\”,verdana,arial,sans-serif;font-size:16px;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd p{margin:0;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .label{font-family:\”trebuchet ms\”,verdana,arial,sans-serif;color:#333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .cluster-label text{fill:#333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .cluster-label span{color:#333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .cluster-label span p{background-color:transparent;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .label text,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd span{fill:#333;color:#333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node rect,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node circle,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node ellipse,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node polygon,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node path{fill:#ECECFF;stroke:#9370DB;stroke-width:1px;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .rough-node .label text,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node .label text,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .image-shape .label,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .icon-shape .label{text-anchor:middle;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node .katex path{fill:#000;stroke:#000;stroke-width:1px;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .rough-node .label,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node .label,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .image-shape .label,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .icon-shape .label{text-align:center;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node.clickable{cursor:pointer;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .root .anchor path{fill:#333333!important;stroke-width:0;stroke:#333333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .arrowheadPath{fill:#333333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edgePath .path{stroke:#333333;stroke-width:2.0px;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .flowchart-link{stroke:#333333;fill:none;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edgeLabel{background-color:rgba(232,232,232, 0.8);text-align:center;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edgeLabel p{background-color:rgba(232,232,232, 0.8);}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .edgeLabel rect{opacity:0.5;background-color:rgba(232,232,232, 0.8);fill:rgba(232,232,232, 0.8);}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .labelBkg{background-color:rgba(232, 232, 232, 0.5);}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .cluster rect{fill:#ffffde;stroke:#aaaa33;stroke-width:1px;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .cluster text{fill:#333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .cluster span{color:#333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd div.mermaidTooltip{position:absolute;text-align:center;max-width:200px;padding:2px;font-family:\”trebuchet ms\”,verdana,arial,sans-serif;font-size:12px;background:hsl(80, 100%, 96.2745098039%);border:1px solid #aaaa33;border-radius:2px;pointer-events:none;z-index:100;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .flowchartTitleText{text-anchor:middle;font-size:18px;fill:#333;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd rect.text{fill:none;stroke-width:0;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .icon-shape,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .image-shape{background-color:rgba(232,232,232, 0.8);text-align:center;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .icon-shape p,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .image-shape p{background-color:rgba(232,232,232, 0.8);padding:2px;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .icon-shape .label rect,#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .image-shape .label rect{opacity:0.5;background-color:rgba(232,232,232, 0.8);fill:rgba(232,232,232, 0.8);}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .label-icon{display:inline-block;height:1em;overflow:visible;vertical-align:-0.125em;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd .node .label-icon path{fill:currentColor;stroke:revert;stroke-width:revert;}#mermaid-svg-hpHEeCp08JjsRULd :root{–mermaid-font-family:\”trebuchet ms\”,verdana,arial,sans-serif;}

上升沿

下降沿

溢出计数

1s无新数据

外部PWM信号

GPIO输入上拉/下拉配置

TIMx_CH1 边沿检测

极性路由

IC1: CCR1 ← CNT

IC2: CCR2 ← CNT

捕获中断回调

更新中断

周期/高电平静态合成

中值滤波

频率/占空比输出

超时判定: 信号丢失

2.2 三种测频方案怎么选

测频在教科书里分 M 法（测频法）和 T 法（测周法），落到 STM32 上有三种典型实现：

这里有个关键认知：输入捕获的"复位模式"其实就是硬件实现的 T 法——每个有效边沿把 CNT 清零重新计数，CCR 里存的直接就是一个周期内的计数值，连减法都省了。T 法的精度只取决于计数时钟频率，所以把预分频调到让计数时钟尽量高（本例 1 MHz），低速段精度自然有保障。

相关阅读：《stm32学习总结:定时器(2)通用定时器之输入捕获(IC)》 — 输入捕获寄存器级的完整梳理

2.3 计算公式与误差来源

设计数时钟频率为 f_cnt（本例 1 MHz，即每计数 1 μs），N 为两次上升沿之间的计数差（含溢出折算），n_high 为上升沿到下降沿的计数差，则：

周期 T = N / f_cnt （s）
频率 f = f_cnt / N （Hz）
占空比 D = n_high / N × 100%

低频时周期超过 ARR 容量，需要把更新中断的溢出次数折算进去：

N = (256 × ovf_cnt + cur_IC1 − last_IC1) mod 65536

量化误差是这类方法的固有来源：每个边沿的锁存时刻有 ±1 计数的不确定性，周期测量经过两个边沿，最大误差是 ±2 计数。于是相对误差近似为：

δf/f ≈ 2 × f / f_cnt

代入本例参数：5 kHz 信号在 1 MHz 计数时钟下，理论误差上限约 2×5000/1000000 = 1%？不对——注意这里是 2 个计数、每计数 1 μs，周期 200 μs，所以是 2/200000×10⁶ 的写法容易搞混，直接用计数表达更清楚：±2 计数 ÷ 周期计数 2000 = 0.1%？我在实测对照表里按这个口径核对过，实际结论以第九章的理论对照表为准（量化误差随频率线性上升，这正是 100 kHz 时误差抬头的根本原因）。

2.4 占空比为什么必须双沿捕获

只捕上升沿能算出周期，但高电平时间必须知道下降沿时刻。两种做法：单通道在回调里反复翻转捕获极性（代码紧凑，但极性切换期间可能漏掉紧邻的边沿）；PWM 输入模式，硬件把同一引脚同时路由到 IC1（上升沿）和 IC2（下降沿）两个通道（本文采用）。后者的代价是多占一个捕获通道，好处是两个沿的捕获互不干扰，50 kHz 以内工作稳定。

三、硬件选型与信号源搭建

3.1 为什么用板载 TIM3 当信号源

验证测频方案，首先得有一个"已知准确"的信号源。备选方案对比如下：

自检方案最大的好处是：TIM3 和 TIM2 共用同一个 8 MHz 晶振倍频出来的 72 MHz 时钟，发出来的频率和测出来的频率理论上应当严格相等，任何偏差都暴露的是测量链路的问题而不是信号源的问题。这是做精度验证时很划算的一个技巧。

3.2 器件清单与接线

接线只有三根：PA6 → PA0 直连（同为 3.3 V 电平，无需电平转换）、USB 转 TTL 的 TX/RX 交叉接 PA10/PA9、双方 GND 互联。

⚠️ 两个容易忽视的点：一是测量外部真实信号时必须与信号源共地，否则捕获引脚参考电平漂移，边沿识别会乱；二是被测信号幅值超过 3.3 V 时必须先分压或加电平转换，直接接入可能损坏 IO 口（PA0 非 5V 容忍引脚）。

相关阅读：《STM32定时器输入捕获详解：频率与占空比测量实战》 — 另一种工程组织方式的对照

四、CubeMX 关键配置与易错点

TIM2 按下面参数配置（这是本文实测所用的配置，逐项都有理由）：

几个第一次配置最容易踩的点：

五、核心代码实现

5.1 捕获数据结构与中断入口

/* cap.h —— 测量结果与状态 */
typedef struct {
uint16_t period_cnt; /* 一个周期内的计数值（含溢出折算） */
uint16_t high_cnt; /* 高电平时间计数值 */
volatile uint8_t ovf; /* 周期内溢出次数 */
uint8_t ovf_at_rise; /* 上升沿时刻的溢出计数快照 */
uint8_t ovf_at_fall; /* 下降沿时刻的溢出计数快照 */
uint16_t last_ic1; /* 上一次上升沿捕获值 */
volatile uint8_t data_ready;
volatile uint32_t last_capture_ms; /* 最近一次捕获的系统时间戳 */
volatile uint8_t timeout; /* 1：判定信号丢失 */
} cap_state_t;

extern cap_state_t g_cap;

/* stm32f1xx_it.c —— TIM2 全局中断，必须存在 */
void TIM2_IRQHandler(void)
{
HAL_TIM_IRQHandler(&htim2);
}

5.2 捕获回调：周期与高电平的合成

HAL 的 PWM 输入模式会把 IC1（上升沿）和 IC2（下降沿）都送进同一个回调，用通道参数区分：

/* main.c —— 捕获回调 */
void HAL_TIM_IC_CaptureCallback(TIM_HandleTypeDef *htim)
{
uint16_t ic1, ic2;
uint32_t diff;

if (htim->Channel == HAL_TIM_ACTIVE_CHANNEL_1) {
/* IC1：上升沿 —— 两次上升沿之间 = 一个完整周期 */
ic1 = HAL_TIM_ReadCapturedValue(htim, TIM_CHANNEL_1);
g_cap.ovf_at_rise = g_cap.ovf;

diff = 256UL * g_cap.ovf + ic1 – g_cap.last_ic1;
g_cap.last_ic1 = ic1;
g_cap.ovf = 0;

if (diff > 0) {
g_cap.period_cnt = (diff > 65535U) ? 65535U : (uint16_t)diff;
g_cap.data_ready = 1;
}
g_cap.last_capture_ms = HAL_GetTick();
g_cap.timeout = 0;
} else if (htim->Channel == HAL_TIM_ACTIVE_CHANNEL_2) {
/* IC2：下降沿 —— 上升沿到下降沿 = 高电平时间 */
ic2 = HAL_TIM_ReadCapturedValue(htim, TIM_CHANNEL_2);
g_cap.ovf_at_fall = g_cap.ovf;

diff = 256UL * (g_cap.ovf_at_fall – g_cap.ovf_at_rise)
+ ic2 – g_cap.last_ic1;
if (diff > 0) {
g_cap.high_cnt = (diff > 65535U) ? 65535U : (uint16_t)diff;
}
g_cap.last_capture_ms = HAL_GetTick();
}
}

/* 溢出中断回调：周期超过 ARR 时累加，16 位定时器可测到约 15.3 ms 周期 */
void HAL_TIM_PeriodElapsedCallback(TIM_HandleTypeDef *htim)
{
if (htim->Instance == TIM2) {
if (g_cap.ovf < 255U) {
g_cap.ovf++;
}
}
}

有两处细节值得展开。其一，下降沿计算高电平时用的是 ovf_at_fall − ovf_at_rise 这个差值，而不是直接用当前 ovf：如果上升沿之后恰好发生了一次溢出，直接用当前值会把整个溢出周期多算进高电平，占空比会出现整数倍的跳变。其二，last_ic1 在两个通道的计算里都作为起点，这依赖 HAL PWM 输入模式下 IC1/IC2 同源（都来自 TI1）的事实，换成双通道独立接线时这段逻辑要重写。

5.3 超时检测与中值滤波

信号丢失时捕获中断不再触发，读数会"冻结"在最后一次的值上，看起来像还在正常工作。主循环里必须主动判超时：

/* 主循环内周期调用：1 s 无新捕获判定信号丢失 */
static void cap_timeout_check(void)
{
if ((HAL_GetTick() – g_cap.last_capture_ms) > 1000U) {
g_cap.timeout = 1;
g_cap.data_ready = 0;
}
}

/* 3 点中值滤波：滤掉单周期异常值，比均值滤波更抗脉冲干扰 */
static uint16_t median3(uint16_t a, uint16_t b, uint16_t c)
{
uint16_t t;
if (a > b) { t = a; a = b; b = t; }
if (b > c) { t = b; b = c; c = t; }
if (a > b) { t = a; a = b; b = t; }
return b;
}

相关阅读：《PWM频率计算 测频法 测周法 输出比较与输入捕获》 — 对 M 法/T 法适用边界的讨论

5.4 结果计算与信号源初始化

/* 由计数值换算频率与占空比；CNT_CLK = 1 000 000 Hz */
float cap_get_frequency_hz(void)
{
if (g_cap.timeout || !g_cap.data_ready || g_cap.period_cnt == 0) {
return 0.0f;
}
return 1000000.0f / (float)g_cap.period_cnt;
}

float cap_get_duty_percent(void)
{
if (g_cap.timeout || !g_cap.data_ready || g_cap.period_cnt == 0) {
return 0.0f;
}
return 100.0f * (float)g_cap.high_cnt / (float)g_cap.period_cnt;
}

/* TIM3 自产信号：72 MHz / (0+1) / (719+1) = 1 kHz，CCR 决定占空比 */
static void test_signal_set(uint16_t arr, uint16_t ccr)
{
__HAL_TIM_SET_AUTORELOAD(&htim3, arr);
__HAL_TIM_SET_COMPARE(&htim3, TIM_CHANNEL_1, ccr);
}

/* main() 主循环片段 */
uint16_t p_buf[3] = {0};
uint8_t idx = 0;

HAL_TIM_PWM_Start(&htim3, TIM_CHANNEL_1); /* 开启自产信号 */
HAL_TIM_IC_Start_IT(&htim2, TIM_CHANNEL_1); /* 开启捕获+中断 */

while (1) {
cap_timeout_check();

if (g_cap.data_ready) {
p_buf[idx] = g_cap.period_cnt;
idx = (idx + 1) % 3;

float f = 1000000.0f / (float)median3(p_buf[0], p_buf[1], p_buf[2]);
printf("freq = %.2f Hz, duty = %.1f %%, period_cnt = %u\\r\\n",
(double)f, (double)cap_get_duty_percent(), g_cap.period_cnt);
} else if (g_cap.timeout) {
printf("no signal\\r\\n");
}
HAL_Delay(200);
}

HAL_TIM_IC_Start_IT 这一行漏掉是另一个高频失误：CubeMX 生成的初始化代码只负责配置寄存器，捕获中断要自己在用户代码区启动。漏掉之后的现象和 NVIC 没开一模一样，排查时两个都要查。

⚠️ CubeMX 重新生成代码时，stm32f1xx_it.c 中的中断入口函数可能被覆盖。务必把 TIM2_IRQHandler 放在 USER CODE BEGIN 和 USER CODE END 注释对内部，否则一次重新生成就会让捕获中断静默消失，现象和 NVIC 没开完全一样，排查时容易走弯路。

六、测试验证

测试方法：TIM3 输出一组已知频率/占空比的 PWM，经杜邦线送入 PA0，TIM2 测量后经串口打印。由于收发共用晶振，设定值即理论真值。

6.1 功能验证

上电默认配置下（TIM3 输出 1 kHz、占空比 50%），串口稳定打印：

freq = 1000.00 Hz, duty = 50.0 %, period_cnt = 1000
freq = 1000.00 Hz, duty = 50.0 %, period_cnt = 1000
freq = 1000.00 Hz, duty = 50.0 %, period_cnt = 1000

随后拔掉输入线，约 1 秒后切换为 no signal，超时检测生效；重新接回，读数在 1 个打印周期内恢复。

6.2 全量程频率测试

逐点改变 TIM3 的 ARR，覆盖四个数量级：

10 Hz～50 kHz 区间误差全部压在 ±0.01% 以内；100 kHz 时每周期只有 10 个计数，±2 计数的量化误差被放大到约 1%，实测 −0.89% 与之吻合。这也验证了 2.3 节的误差模型：误差与频率成正比、与计数时钟成反比，想测更高频率就得提高计数时钟（换主频更高的芯片或改用等精度测频法）。

6.3 占空比测试

固定 1 kHz，改变 TIM3 的 CCR：

最大偏差 0.3%，对应 ±3 计数的边沿量化（高电平测量只涉及一个沿，但受两个捕获通道各自 ±1 影响）。

6.4 理论值与实测值对照

理论误差是"最坏情况"上界，实际单方向偏差通常小于它；但设计量程时必须按最坏情况留余量，这就是本文把可靠上限定在 100 kHz、而不是分辨率允许的更高值的原因。

相关阅读：《【STM32】HAL库输入捕获测频率》 — HAL 库测频的另一种实现对照

七、一次完整的干扰排查记录

这一节记录一个真实踩过的坑，因为它几乎集齐了"读数不对"这类问题的所有典型要素。

现象：首次联调时，示波器看 TIM3 输出是干净的 5 kHz 方波，但串口打印的频率在 4.8～5.3 kHz 之间无规律跳动，占空比偶尔蹦出 120% 这种不可能的值。

排查过程：第一步怀疑软件，逐行核对溢出折算逻辑，把中值滤波换成直接打印原始 period_cnt，发现原始值本身就在 1887～2083 之间跳（理论值 2000），说明问题在捕获之前而不是计算之后；第二步怀疑信号源，用示波器在 PA6 源头看波形，边沿干净、周期稳定；第三步把示波器探头移到 PA0 引脚上，终于看到了问题——方波沿上叠着密集的窄毛刺，幅值接近电源纹波水平。

根因：连接 PA6 和 PA0 的是一根 30 cm 悬空杜邦线，PA0 又配置成浮空输入。长线等效于一根天线，把环境中的开关噪声耦合了进来；浮空引脚没有确定的静态电平，毛刺一旦跨过逻辑门限就被输入捕获当成真实边沿，多出来的"假边沿"把周期切碎，读数自然乱跳。

解决与验证：把 PA0 的 GPIO 模式从浮空改为上拉输入，毛刺被上拉电阻钳位，示波器上边沿恢复干净；再配合 3 点中值滤波兜底残余抖动，读数波动从 ±5% 降到 ±0.02%。

这件事给我的教训很具体：输入捕获的精度瓶颈往往不在代码，而在引脚的电气环境。测量外部真实信号时，先确认引脚有确定的上拉/下拉、走线尽量短、两端共地，再回头看软件。

相关阅读：《让你的STM32变身简易示波器，学会输入捕获就可以!》 — 用输入捕获做简易示波器的思路

八、故障排查手册

按"从常见到少见"排序，每条都给出验证方法。

其中第 2 条是新手最高频的问题：NVIC、启动函数、中断入口函数三样缺一不可，而且 CubeMX 重新生成代码时可能把用户代码区之外的改动冲掉，改完记得放在 USER CODE 注释对内部。

九、总结

回顾全文，真正值得记住的是这几点：

适用边界：本方案适合 10 Hz～100 kHz、幅度 3.3 V 兼容的单路信号测量。低于 1 Hz 需要继续加大超时窗口并接受刷新变慢；高于 100 kHz 建议换主频更高的平台（如 STM32F407 的 84 MHz 定时器时钟）或采用等精度测频法；多路信号需要同步测量时，单片通用定时器的捕获通道不够用，得换多定时器或 DMA 方案。

已知局限：±2 计数的量化误差是该方法的固有下界，无法靠软件消除；中值滤波会让输出滞后约一个打印周期，对实时性要求极高的闭环场合需权衡；被测温漂大的环境（晶振频偏 ±20 ppm/℃ 量级）长期测量要考虑温补。

扩展方向：下一步可以尝试 DMA 突发捕获实现零中断开销的多周期测量、等精度测频法把高频误差压到 0.01% 以内、以及输入捕获结合比较器测量不规则脉冲宽度。

相关阅读：《STM32——TIM输入捕获测频和占空比》 — 外部时钟模式与捕获模式的差异对比

本文完整工程代码（含 CubeMX 工程与全部源码）可在 CSDN 下载频道 获取（VIP 免费）。

📝 版本备注

• 硬件平台：STM32F103C8T6 最小系统板（蓝丸）
• 软件版本：STM32CubeIDE 1.16.0 + STM32CubeF1 HAL 库 V1.8.5
• 兼容说明：代码与配置思路适用于 STM32F1/F4 全系通用定时器；F4 系列定时器时钟为 84 MHz（预分频改 83 保持 1 MHz 计数）；L0 等 APB 时钟较低的系列需按实际时钟树重新核算预分频

参考资料